隨著電力電子技術(shù)的快速開展,開關電源正日益得到普遍應用。但是隨著開關電源的高頻化和大容量化,其在換流過程中產(chǎn)生了嚴重的電磁干擾,這些干擾嚴重污染了四周電磁環(huán)境和電源系統(tǒng),從而限制了功率轉(zhuǎn)換的應用。方獻剖析結(jié)果標明,開關調(diào)制信號的特性影響降低電磁干擾程度的效果。相應地,不同的混沌信號也會對降低電磁干擾程度的效果產(chǎn)生影響。本文以一個能產(chǎn)生混沌、亞超混沌與超混沌信號的電路[3]為信號源,以Boost型DC/DC變換器為對象,研討不同混沌調(diào)制信號對降低開關電源電磁干擾程度效果的影響,為生成混沌開關調(diào)制信號的混沌信號源優(yōu)化選擇提供參考根據(jù)。

超混沌電路及其混沌調(diào)制信號

    “超混沌電路”由5個線性元件和一個非線性電容元件組成。其電路如圖1(a)所示。圖1(b)為非線性電容元件的庫伏特性。

    對圖1(a)中電路,取非線性電容C1極板上的電荷q1、流過電感L1中的電流il1、線性電容C2兩端的電壓uC2以及流過電感L2的電流iL2作為狀態(tài)變量,并對其停止歸一化處置后有

當電路歸一化參數(shù)取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數(shù)改動。當分岔參數(shù)a∈(0.05,0.15)時,電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數(shù)范圍內(nèi)3種性質(zhì)的混沌信號作為信號源,依照文獻中生成混沌開關調(diào)制信號的原理,取得混沌開關調(diào)制信號。

    典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模仿中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。

依據(jù)文獻,混沌開關調(diào)制信號有表1以規(guī)范PWM為參照的4種調(diào)制形式。即規(guī)范PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制形式的詳細調(diào)制過程為:對CPWM形式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決議,k=2;對CPPM形式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD形式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD形式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制形式下k=2,占空比或均勻占空比均為0.5。

混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾程度剖析

    Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模仿的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調(diào)制信號的均勻頻率為10kHz,均勻占空比取為0.5。為比照,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的規(guī)范PWM為比擬對象。為保證結(jié)果的牢靠性,模仿中運用的軟件已應用規(guī)范電路結(jié)果停止了校驗。

大量的計算機模仿標明,不管是運用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調(diào)制信號,都能夠降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調(diào)制形式有不同的頻譜擴展結(jié)果。在相同輸出電壓條件下,以規(guī)范PWM形式為參考,將4種混沌調(diào)制形式停止橫向比擬能夠得到:諧波峰值均勻降低量以CCFMFD形式為最大,CCFMVD形式次之,CPWM形式效果最差。這與文獻運用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調(diào)制形式下對Buck型變換器停止計算機模仿所得結(jié)果分歧。就同一種開關調(diào)制形式而言,不同性質(zhì)混沌對CCFMFD形式的影響如表2所示。即在電路參數(shù)、輸出直流電壓、調(diào)制形式都相同的狀況下,僅僅改動調(diào)制信號的性質(zhì)得到的結(jié)果。

從表中給出的以規(guī)范周期PWM前19次諧波為參照的數(shù)據(jù)能夠看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調(diào)制下,各次諧波對應處的頻譜數(shù)值都得到了明顯的降低。在混沌信號調(diào)制下,諧波對應處的頻譜數(shù)值均勻降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調(diào)制下,諧波對應處的頻譜數(shù)值均勻降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調(diào)制下,諧波對應處的頻譜數(shù)值均勻降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導則中限制設備輸入電流諧波重量最大值幅度這一準繩,來討論不同性質(zhì)混沌信號降低電磁干擾程度的效果,結(jié)論十分明顯,即以超混沌信號作為開關調(diào)制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾程度。

結(jié)論

    本文對不同性質(zhì)混沌序列調(diào)制的開關信號降低開關形式電源電磁干擾程度的效果停止了多方位的比擬剖析,結(jié)果標明:不論是何種性質(zhì)的混沌調(diào)制信號,都能降低Boost型變換器的電磁干擾程度;不同性質(zhì)的混沌序列,有不同的降低電磁干擾程度的效果。

作為信號源,依照文獻中生成混沌開關調(diào)制信號的原理,取得混沌開關調(diào)制信號。

    典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模仿中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。

依據(jù)文獻,混沌開關調(diào)制信號有表1以規(guī)范PWM為參照的4種調(diào)制形式。即規(guī)范PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制形式的詳細調(diào)制過程為:對CPWM形式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決議,k=2;對CPPM形式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD形式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD形式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制形式下k=2,占空比或均勻占空比均為0.5。

混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾程度剖析

    Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模仿的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調(diào)制信號的均勻頻率為10kHz,均勻占空比取為0.5。為比照,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的規(guī)范PWM為比擬對象。為保證結(jié)果的牢靠性,模仿中運用的軟件已應用規(guī)范電路結(jié)果停止了校驗。

大量的計算機模仿標明,不管是運用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調(diào)制信號,都能夠降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調(diào)制形式有不同的頻譜擴展結(jié)果。在相同輸出電壓條件下,以規(guī)范PWM形式為參考,將4種混沌調(diào)制形式停止橫向比擬能夠得到:諧波峰值均勻降低量以CCFMFD形式為最大